数字后端 FAQ （2/11更新到时序收敛）

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:44:19

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本帖最后由陈涛于 2012-2-10 16:07 编辑

为了方便大家尽快找到需要的话题，经icfb版主建议，编辑这个数字后端的FAQ。
如果您是初学者，建议先搜索相关的资料，读读其他人的帖子，一些基本概念在那里都已经讨论过了。
如果您已经有2年以上的实战经验，下面这些雕虫小技就不太值得您去浪费时间了。

先说说作为一个有经验的后端（暫不包括DFT工程师和layout工程师）工程师，需要掌握哪些知识
4个级别：
1）知道一些基本概念，
2）简单地掌握这门技术，
3）熟练
4）精通

半导体工艺--2
RTL coding -- 2
综合 -- 2
时序约束 -- 3
APR -- 3
DFT -- 2
DRC/LVS -- 3
仿真 -- 2
形式验证 -- 2

以下是FAQ分类：
2楼：时序约束，STA
3楼：综合DC/RC
4楼：APR （floorplan， place， CTS，route）
5楼：验证（LEC，DRC，LVS等）
6楼：DFT
7楼：低功耗
8楼：面试
9楼：名词解释

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:45:06

本帖最后由陈涛于 2011-12-15 15:39 编辑

(1) clock
Q1.1 什么是同步时钟？
   时钟频率是整倍数，并且相互之间的相位是固定而且相差可预知的，才可以称得上是同步时钟。其他的都算异步时钟。
   比如，
   5M，10M是同步
   2M，3M一般算异步
   一个时钟，输出到另一个芯片中，转一圈后，以同样的频率返回到自己的芯片，因为无法确定时钟在另一个芯片里面的latency，所以输出的时钟与输入的时钟算异步
   一个时钟进到2个PLL，就算那2个PLL的输出频率相同，一般也算是异步时钟，除非你de-skew

Q1.2 如何处理同步时钟？
   设计要求严格的公司，就算是同步时钟，数据在同步时钟间传送时，依然要用meta-stability FF，可以set_false_path
   如果放松要求，不用meta-stability FF，则同步时钟之间是real path，做CTS时，同步时钟要clock tree balance。
   注意不同频率的同步时钟的最小时间间隔被用来检查setup
   如果上升下降沿混用的话，setup的时间间隔就只有半个时钟周期了

Q1.3 如何处理异步时钟？
   很简单，set_false_path
      注意要from A to B，同时要from B to A

Q1.4 如何定义时钟？
   create_clock 如果指定某个pin/port，就是实时钟，如果没有指定pin和port，就是虚拟时钟
   巧妙利用waveform选项可以做出不同波形的时钟
   被定义成时钟的net，在综合时，自动带有ideal network和dont_touch的属性。但是当它被用作data计算延迟时，ideal net的属性会自动消失
   时钟会自动穿过逻辑单元，停在时序单元的时钟端，所以用FF产生的分频时钟要再用create_generated_clock定义一次

Q1.5 如何处理多选一时钟？
   在实际应用当中，如果这几个时钟不会同时出现的话，则在定义时钟时，只选择最快频率的就可以了
   如果是多个时钟同时出现，可以用set_case_analysis选一个，
   也可以放它们全都过去，但是在MUX后面把它们之间set_false_path

Q1.6 巧妙定义时钟
   直接在分频FF的Q端定义generated clock时，有时会把分频FF的时序打掉，解决办法是在分频FF的Q端加一个时钟buf，从那个buf的输出端定义generated clock，从而保证分频FF自身的时序完整
   如果从source clock到generated clock之间有多条路径，你希望PT用指定的一条路径来计算时序的话，可以用set_case_analysis， set_disbale_timing 或者一级一级地定义generated clock来引导PT达到你的要求

   分频器时序约束问题
   时序分析中同一时钟的不同路径问题
   请教如下要求的clock在pt中应该怎么create
   怎样设set_case或者别的，才能让pt选择同一条clock path

Q1.7 什么时候需要设置latency？
   latency分为source latency 和 network latency 两种。 source latency是源时钟自带的，network latency就是CTS后的clock tree insertion delay。
   在综合时，一般不需要latency，
   除非,
   已知不同clock带有不同的source latency，并且它们之间有时序要求
   预知不同clock会有不同的clock tree insertion delay，不想平衡它们，但是要满足他们之间的时序要求

   做完CTS后，要把network latency去掉

   请问set_clock_latency 设太大会有什么不好

Q1.8 如何设置uncertainty
   clock uncertainty分为setup和hold，preCTS和postCTS几种不同的情况
   一般的处理原则是：
   preCTS，setup： uncertainty = PLL jitter + 预估的clock skew
   preCTS，hold： uncertainty = 预估的clock skew

   postCTS，set_propagate_clock [all_clocks]
   postCTS，setup： uncertainty = PLL jitter
   postCTS，hold： uncertainty = 0
   有时fundry要求hold uncertainty保留一定的量，这时就把那个保留量加到上面的公式中

   sdc文件中对clk的uncertainty、transition、latency的设置

（2） IO端口的约束
Q2.1 如何加IO端口的约束？
   最普通的方法是
   对输入端，set_input_delay, set_driving_cell （也有用set_input_transition的，但是不多见）
   对输出端，set_output_delay，set_load
   对时钟端，set_clock_transition

   dc综合时的clock transition应该参考什么设定？
   set_drive ,set_load

Q2.2 哪些端口不需要约束？
   静态信号可以set_false_path，比如reset，test_mode，function_mode_select
   不能真的什么约束都不加

Q2.3 什么样的reset信号可以set_false_path？
   如果在工作时，reset信号有效时，时钟信号不翻转，就可以set_false_path
   如果reset信号动作时，时钟也有动作的话，就不能set_false_path

Q2.4 像reset那样的high fanout信号需要设定为ideal net吗？
   如果是false path的话，可以设为ideal net
   一般不需要设为ideal net，让DC加入buffer tree后，有利于估算功耗和面积

Q2.5 如果有一组输出信号，需要他们之间对齐，但是不太在乎有多大的延迟，这时应该如何约束？
   如果有输出时钟的话，在那个输出时钟端口定义一个generated_clock，其它信号的output_delay都相对于这个generated_clock而定。只要有max和min，就可以把所有信号卡在一个范围之内
   如果没有输出时钟的话，用set_output_delay -reference_pin

Q2.6 如何计算input和output delay？
   如果是block的input和output delay，可以预先分配，比如输出端，输入端各1/3，中间的连接1/3
   block的端口最好都flop-in，flop-out
   如果是chip IO，要度其他芯片的IO时序和电路板上面的延迟，比较麻烦

   set_input_delay的时间设置

（3） DRV
   DRV有时也加DRC，与物理检测的DRC不是一个概念
   DRV包括，
   set_max_transition  与工艺相关，65nm的话，在0.6ns左右
   set_max_fanout  与工艺相关，一般在12～20之间
   set_max_capacitance
   set_max_power
   set_max_area

（4） false path，multicycle path
Q4.1 什么情况下需要set_false_path？
   异步时钟之间，
   到meta-stability 的第一个FF路径，
   静态信号

Q4.2 何时会用到multicycle_path？
   太长的path，
   不会每个周期都变的信号
   注意：在RTL中，前端一定要多周期工作一次的功能

   一般set_multicycle_path -setup <n周期>
   要同时写set_multicycle_path -hold <n-1周期>

（5） wire load model
   wire load model是一种简单地根据fanout来估算wire delay的方法，在综合时，一般根据设计的大小选择对应的WLM
   有时也会用zero wire load model，这时的clock period要相应减小15～25%，或者clock uncertainty增加15～25%

   set_wire_load_model 两种模式top和enclosed到底有什么区别？

   更加准确的计算wire delay的方法是DC topo和RC physical，
   他们在综合时会粗略地做个place，然后根据距离来计算延迟

（6） clock gating
Q6.1 如何加clock gating？
   局部的clock gating在综合时，会自动加进去。加clock gating后，不但会减小功耗，还会改善时序，因为本来到D端的逻辑，一部分被移到CK端了，简化了D端的逻辑
   整个block的clock gating，一般直接在RTL里面加，因为DC没有那么聪明

Q6.2 需要对clock gating加什么特别的约束吗？
   如果使用标准库里面的ICG单元，不需要附加任何特别的约束，前后端的工具都认得它
   如果用latch+and自己搭的clock gating，你要对那个and单元set_disable_clock_gating_check，还要告诉后端，一定把latch和and摆在一起
   一般只在没有动态切换时钟时，才可以用一个and/or做clock gating，这时也要set_disable_clock_gating_check

   clock gating cell约束
   某个domain的clk通过gating关断重启后，对这个domain做复位有没有必要？

（7） case_analysis
set_case_analysis可以强制某个node为0/1
这个0/1会沿着纯逻辑组合单元向前传送，如果没有特别设定的话，会停在时序单元上
注意，只是是向前传，不会向左右2边和向后传
举例：
如果设在输出端上，那么所有fanin端都会被强制为0/1
如果只设在某个输入端上，与之相连的输出端和其他输入端都不受影响

（8） ideal net/network
ideal_net只作用于这条net
ideal_network会把这个属性传送下去
clock net自动带有ideal net属性
其他net，何时需要设定ideal net？见Q2.4

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:45:38

本帖最后由陈涛于 2011-12-19 12:38 编辑

综合脚本的样本现在到处都是，最好找一个，照猫画虎改改用

建议把时序约束脚本与综合脚本分开存放，这样时序约束可以单独使用。

（1）综合的注意事项
Q1.1 需要fix hold吗？
   不需要，hold交由后端去做就好了。
   所以综合时，不需要读入min.lib，不用设wc_bc等复杂的选项

Q1.2 综合出来的网表如何验证？
   如RTL做形式验证
   gate-sim （网表仿真）。不要用延迟。
   不需要从DC输出SDF，因为那个根本不准，而且它也无法保证没有hold违反

Q1.3 如何让DC自动插入clock gating
   在脚本中加入
   set power_cg_always_enable_registers true
   set_max_leakage_power 0.0
   set_max_dynamic_power 0.0
   set_clock_gating_style (指定ICG)

   insert_clock_gating
   replace_clock_gates

Q1.4 综合时要检查哪些项目？
   最最起码要做，
   综合前，check_design，check_timing，保证所有的path都有约束（含timing exception）
   综合后，report_timing， report_constraint，report_area，report_power，report_qor

Q1.5  如何解决综合后setup的违法？
   多综合几遍
   检查约束是否合理
   最后只好改RTL了

Q1.6 如何判断约束是否合理？
   什么是合理的约束还真不好说，但是下面是一些不合理的情况，遇到了一定得解决
      2#楼里面所列约束项目不完整的
      startpoint或endpoint的clock cycle特别大的，说明那是异步时钟
      某个cell或net延迟很大的，可能是clock net当作signal用了，设了dont_touch

Q1.7  如何得到更好的网表？
   对于DC，一般人们都喜欢把clock period调小一点（10～25%），那样DC会给你个timing比较好的网表，但是代价的面积的增大和功耗的增加。当然，你调clock uncertainty也有同样的效果

SDF的读入问题 STA

输出verilog netlist如何设置大小写不敏感？

dc综合后的一些警告

ungroup使用

DC的UPF和operating_condition问题

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:46:06

本帖最后由陈涛于 2012-9-30 08:41 编辑

这节太大了，不知道从何说起，也不知道要说多少，
真正详细完整的介绍应该是Synopsys和Cadence的教程和userguide

就捡一些教程里面没有的东西吧

（1）文件的准备和网表的检验
Q1.1 后端都需要什么样的库文件？
   因为现在的APR工具尽量把所有的功能都整合进去，所以需要的库文件也是五花八门，杂乱繁复，
   （Synopsys会把这些文件整合到一起，存在milkyway里面）
   physical： LEF 和 GDS
   timing： LIB, (分为NLDM, CCS 和 ECSM 三种，有一个基本上就可以了）
   RC delay： capTable， QRC tech， QRC lib 或者 TLU+
   route rule： tech lef 或者 tech file
   xtalk： cdb 或者
   power： VoltageStorm tech, VoltageStorm lib 或者

Q1.2 与设计有关的文件要哪些？
   网表，时序约束，IO file， scan DEF

Q1.3 时序约束需要修改吗？
   有时需要，
   如果综合时使用了过小的clock period，要还原回来
   可以去掉SDC里面的wire load， operation condition， ideal net， max area
   有些为综合而设置的dont_touch， dont_use
   有些为综合而设置的clock latency

Q1.4 APR之前要做什么样的检验？
   检查所有库是否一致，版本是否一样，使用单位是否一样，是否有重名
   用zero wire load model 来 report timing，结果应该和同样条件下DC/RC的结果非常一致
   check timing 保证所有的单元都有约束
   check design，不能看到任何input悬空，不能有3态门以外的ouput短路


（2）一个好的floorplan
   如果问我APR里面那步最重要的话，我会选floorplan。因为它的好坏，可以直接影响到timing，congestion，IR-drop，以及芯片的大小和价格。

Q2.1  什么是一个好的floorplan？
   简单讲就是让上面几条都过得去的。
   一个好的floorplan应该是macro摆放井然有序，走线密度刚好达到congestion可以承受的上限，标准单元的摆放不可过于松散，标准单元的区域最好是大片相连的，IO的排放按照功能分类，顺序与其他芯片的顺序一致，没有供电困难的死角。

Q2.2 做floorplan时要考虑哪些因素？
   IO的排放顺序
   power和IR-drop
   模拟信号与数字信号的隔离
   内部数据的流程
   macro的面积和连接
   critical timing模块的距离
   congestion模块的走线资源

Q2.3 如何得到一个好的floorplan？
   与系统工程师讨论IO的排放
   和前端工程师商量内部数据的流向，critical timing模块
   向mix signal工程师请教模拟模块的位置，间隔

   然后让APR工具摆几个方案，以供参考
   最后还是要自己手动调整。对绝大多数设计来讲，把macro放在四周，中间留给标准单元

   大macro放外圈，小macro放内圈
   大的macro之间一般要留一些空间给标准单元，因为clock buffer，signal repeater等跨过大macro的信号需要那些空间插入buffer
   小的macro之间可以没有空间，几个小的可以挤在一堆，堆与堆之间留出一点空间就可以了

（3）时序收敛
   这是后端的核心任务之一，也是判断一个工具好坏的重要标准。各家EDA公司为之努力了几十年，至今也没有得到圆满的解决。初学者经常会问，如何让ICC时序收敛啊？为什么做了optDesign，encounter还有setup violation啊？建议以后就别这么问了，如果有一个好方法，可以从头跑到尾，自动把时序收敛了，那家公司就可以一统天下。到时，我们也就都可以下岗了！

   每个EDA工具都有一定的局限性，我们要做的不是去挑战它的极限，而是为它准备一个好的条件，让它达到我们的要求。

   这节不用问答的形式

3.1 了解每个工具的特性，预测最后的结果，在开始时预留一定的余量。
      APR大致分为3步，place，CTS 和route，每步都有相应的时序优化，每一步，不同的工具会给出不同的的结果。以ICC为例，place （如果没有特别说明，以后所说每步均包含相应的优化）后，会比综合的时序差一点，CTS后会更差，route后会比CTS好一些，但是达不到place后的水平。encounter是一路向下。Azuro （现在已经被cadence购买）的CTS会把时序拉回来。所以ICC的place + Azuto CTS + ICC route可以得到比较好的结果。
      知道了这个特点，在place时，如果有可能的话，多留些余量，也就是把时序设得更紧一些

3.2 MMMC
      每个设计可能会有多个function mode，还有多个DFT mode，还有foundry建议的不同PVT，加不同RC的setup和hold的检查，这种组合出来的timing mode有几十上百种，要收敛这么多的时序，绝不是一件容易的事，所以出现了MMMC。EDA公司号称为我们迎接挑战，已经准备好了需要的工具，但是可信吗？我们搭得起这么多的运行时间吗？所以还是不要把这么多的mode全丢给工具，仔细的选几个最困难的setup和hold mode给工具，其他mode的时序基本上会被这几个选上的mode涵盖的。有一个帖子讨论过选哪几个mode。
      有一种比较高超的技巧，经过仔细分析各个mode下，时钟的关系，可以把其中几个合并成一个，比如function和mbist。但是这种方法并不是放之四海而皆准的，而且要求精通SDC命令的使用。

3.3 每步都干什么？
      place之后，只优化setup。使用粗糙的RC抽取，global route
      CTS之后，可以只优化setup，也可以优化setup和hold。使用粗糙的RC抽取，global route，如果clock net 已经route过了，clock就用detail route的结果。时钟走线要double width和double space，高速（>500MHz）时钟要shielding
      route之后，要优化setup和hold
      可以试着多做几次优化，从中挑一个最好的结果，但是，一般情况下，不要重复（同样的命令和选项）超过3次。

3.4 出现congestion怎么办？
      congestion说明走线太多，要把那一块的cell推开一些；避免使用端口太多（>6个）太密的组合逻辑单元；不要把单元放在M2的power mesh下； macro边上不要放单元；使用congestion driven的place和opt；遇到十分严重的congestion时，减小global route可以使用的资源，比如在encounter里面可以让trail route在若干条走线后，空出一根走线。

3.4 仔细分析timing violation，再找解决方法
      出现timing violation后的第一步是分析那条path，找出违反的原因，然后才是解决办法。造成timing violation的原因很多，随便列几个常见的，
      clock tree不平衡：CTS的定义有错误；不合理的FF位置，比如，放在了一个很细很长的通道中。利用useful skew消除setup违反
      起始FF与终点FF的距离太长：用group把它们拉近
      xtalk的干扰：加大线间距离，不要用infinit timing window算xtalk
      detour走线造成的大的延迟：解决congestion问题
      fanout太大：忘记set_max_fanout，或者设定不合理，或者对某些net set_dont_touch了
      单元的驱动能力太小：去掉大驱动能力cell的dont_use属性，检查是否局部placement太密，没有空间sizeup了
      hold timing violation与setup violation同时存在，工具无法做了。这种情况多半是SDC的问题，很少是真的，除非那是一个非常特殊的IO timing

（4）低功耗
      低功耗与高速度是相互矛盾的，要事先确定你更想要哪个，可以牺牲哪个.
      后端对低功耗可以做的事情并不是很多，power island，multiple supply voltage，DVFS等都不是由后端决定的。
      后端能主导的有，
      Multi-Vth单元的替换：建议先不要用LVT单元
      ICG单元在CTS里的位置：当然是在时序容许的条件下，越靠近clock root越好。
      最后在时序收敛后，再做一次power优化

（5） ECO
      ECO分为post mask ECO 和pre mask ECO，也就是只修改metal layer的ECO和任何layer都可以动到的ECO
      post mask ECO是利用预先留好的备用单元，做的逻辑修改。现在的标准单元库中，有些FILL cell是带transister，只要用metal1/2把它们连起来，就可以搭成需要的逻辑单元。这种ECO受限与spare cell的位置，如果附近找不到的话，就比较麻烦了，所以它的修改规模十分有限。
      pre mask ECO比post mask的要灵活得多。在tapeout之前，如果发现有修改的地方，就是用这种方法。它可以改几百个，甚至上千个单元。
      ECO修改组合逻辑比较容易，如果动到FF的话，有格外小心，因为它有可能影响clock tree，进而造成大量的时序违反。
      做ECO要前端后端联手完成，如何单反的一意孤行，不会得到正确的结果。前端找到要修改的逻辑单元 ==> 后端找到相应的物理位置，检查周围是否有足够的spare cell或者空间做ECO ==》检查时序，预估ECO后的时序 ==》后端建议使用的ECO cell ==》前端修改netlist ==》后端做ECO place/route ==》 ... ...

astro 准备的文件？

ICC timing setting

ICC resize floorplan

在CTS后，如果ICG放在离clock root很近（clock insertion delay很短）的地方，为什么enable信号的setup不容易收敛？

多个时钟CTS问题（encounter）

带MUX的CTS问题求证

CTS求帮助

2个clock tree从选择器开始复用

encounter IPO

Partition的问题

paritition和flat implement的两个概念

soc encounter 如何对设计分区

ICC  read_verilog报错，读不成功

用ICC分析SI，需要导入噪声模型吗？

在不修改代码和不插入DFF的情况下，还能修setup time 吗？

route之后还有100个左右的violation

绕线后hold的优化

fix hold用DLY cell好还是用buffer cell好，为什么？

怎样操作，才能使已经做好的floorplan移植到新的网表呢？

提前一个flop的clock，又不影响其他flop的clock balance 请教怎样处理

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:46:38

本帖最后由陈涛于 2011-12-15 15:31 编辑

0.35chart库中的tf文档中DesignRule中Enclosure是什么意思？

ICC后期DRC, LVS, ANTENNA等问题的处理

Astro能自己通过跳线法修改天线效应吗？

请问Multi-Voltage design的LVS怎么设置？

SDF 中没有typical值

请问ets提取出来的sdf文件中延时值会有负的么？

反标SDF文件时报错# ** Error: (vsim-SDF-3251)

hold_time violation?

Modelsim反标sdf文件成功后，后仿真时报错$setup

stream out gds through icfb

请教形式验证遇到的几个问题。。。。。

calibre在做LVS的时候，power net找不到，然后就abort operation了

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:47:09

本帖最后由陈涛于 2011-12-14 15:54 编辑

插入scan-chain之后，怎么做形式验证？

dft中not controlled表示什么意思

在DFT用一个function_clock一个test_clock，做作DFT时用fuction_clock不可以吗？

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:47:35

本帖最后由陈涛于 2011-12-15 15:46 编辑

空白

陈涛 · 发表于 2011-12-14 13:47:59

本帖最后由陈涛于 2011-12-16 13:41 编辑

厚着脸皮，自己推荐自己的帖子

只列个目录，详细内容搜索下

后端面试--每日一题（078）netlist
后端面试--每日一题（077）ECO
后端面试--每日一题（076） DFT
后端面试--每日一题（075）chip
后端面试--每日一题（074）IR-drop
后端面试--每日一题（073）transition
后端面试--每日一题（072）congestion
后端面试--每日一题（071）timing
后端面试--每日一题（070）CTS
后端面试--每日一题（069）LEF
后端面试--每日一题（068）cell
后端面试--每日一题（067）library
后端面试--每日一题（066）verificition
后端面试--每日一题（065）Clock Tree
后端面试--每日一题（064）synthesize
后端面试--每日一题（063）gate count
后端面试--每日一题（062）STA
后端面试--每日一题（061）STA
后端面试--每日一题（060）SDC
后端面试--每日一题（059）STA
后端面试--每日一题（058）ESD
后端面试--每日一题（057）DFM
后端面试--每日一题（056）EM
后端面试--每日一题（055）hierarchy
后端面试--每日一题（054） power
后端面试--每日一题（053）DRC
后端面试--每日一题（052）floorplan
后端面试--每日一题（051）clock
后端面试--每日一题（050）合集
后端面试--每日一题（049） IR-drop congestion
后端面试--每日一题（048）power
后端面试--每日一题（047）power
后端面试--每日一题（046）DFT
后端面试--每日一题（045）DFT
后端面试--每日一题（044）X-talk
后端面试--每日一题（043）hierarchy
后端面试--每日一题（042）PAD
后端面试--每日一题（041）power
后端面试--每日一题（040）low power
后端面试--每日一题（039）DFT
后端面试--每日一题（038）DFT
后端面试--每日一题（037）SDC
后端面试--每日一题（036）IO
后端面试--每日一题（035）clock
后端面试--每日一题（034）power
后端面试--每日一题（033）SDC
后端面试--每日一题（032） low power
后端面试--每日一题（031）low power
后端面试--每日一题（030）STA
后端面试--每日一题（029）SDC
后端面试--每日一题（028）CTS
后端面试--每日一题（027）flow
后端面试--每日一题（026）flow
后端面试--每日一题（025）SDC
后端面试--每日一题（024）SDC
后端面试--每日一题（023）violation
后端面试--每日一题（022）congestion
后端面试--每日一题（021）CTS
后端面试--每日一题（020）ECO
后端面试--每日一题（019）STA
后端面试--每日一题（018）STA
后端面试--每日一题（017）STA
后端面试--每日一题（016）die size
后端面试--每日一题（015）die size
后端面试--每日一题（014）CTS
后端面试--每日一题（013）die size
后端面试--每日一题（012）CTS
后端面试--每日一题（011）congestion
后端面试--每日一题（010）SDC
后端面试--每日一题（009）CTS
后端面试--每日一题（008）SDC
后端面试--每日一题（007）STA
后端面试--每日一题（006）STA
后端面试--每日一题（005）SDC
后端面试--每日一题（004）STA
后端面试--每日一题（003）x-talk
后端面试--每日一题（002）route
后端面试--每日一题（001）route