辅助绕组有电流峰值影响LED恒流精度

gnehcb

我在学习反激式flyback的LED恒流驱动

在功率开关管关断瞬间，理论上是储存在变压器原边绕组上的能量全部转换至副边绕组，所以副边绕组电流瞬间有一个峰值。

但是此时辅助绕组上的电流也瞬间有一个峰值，理论计算是忽略了这种能量的损失。

这对于恒流精度好像影响挺大的，我现在的恒流精度就很差。

请问怎么消除 辅助绕组上的电流峰值？使得功率开关管关断瞬间，储存在变压器原边绕组上的能量能全部转换至副边绕组。

gnehcb

很奇怪的是电流连续模式下，辅助绕组上是没有电流峰值的，当进入电流断续模式下使，辅助绕组上就有电流峰值了。这是问什么啊？

gnehcb

后来检测到，电流连续模式下是在初始阶段，而这个阶段时辅助绕组的整流二极管反偏，阻止了电流峰值

andy2000a

能貼出電路和 transformer 相關的  spice netlist ?
有沒有 使用 snubber circuit ??  switch mos 使用的 model ?  

為何一開始使會出現 CCM MODE ? 你有抽電流嗎? 一開使用 CCM  後變DCM MODE
會不會模擬有問題 ?

一般 Vaux 會出現類似 PSR  那類有ring 那才是正確的的至少 實際你量 psr or flyback 都是波型.

gnehcb

回复 4# andy2000a

芯片的应用电路贴出来了

andy2000a

transformer spice model ?
thank you

gnehcb

回复 4# andy2000a


   switch npn 使用的 model 也有影响吗？   理论计算是原边能量全部转移到副边，如果辅助绕组上有电流峰值就不符合理论计算，这样是不是影响了恒流的精度啊？
    我现在的恒流精度很低，负载电阻5欧姆，输出电流1A，负载电阻减小至2.5欧姆是，输出电流是1.35A，恒流效果太差了

andy2000a

回复 7# gnehcb


    我使用過 hspice transformer

L1 np1 np2_0 700u
L2 ns1 ns2  50u
L3 nt1 nt2 35u
K1 L1 L2  0.7
K2 L1 L3 0.7
l_leak np2_0 np2  10u * 漏感

Vaux from ns2 會看到類似 flyback ring .但是電感放電電流不對

另外 flyback 本身 ring 會和 snubber , mos parastic R-c 都會有關係
當然要帶進來才接進真實.

為何你的電感電流比較真. 我 hspice sim 電感會是三角
放電感覺跟本沒把能量轉到 2次側


=== 下面是 ST 4n60 like MOSFET spice model , 因為引線電感會使 hspice 不收斂
所以 別人給的是改掉引線電感 .

.SUBCKT M4NK60  1 2 3
rLG 2 4  7.5n
rLS 12 3 7.5n
rLD 6 1  4.5n
RG 4 5  6.199
RS 9 12 0.361E-01
RD 7 6  1.458
RJ 8 7  0.752E-01
CGS 5 9   0.591E-09
CGD 7 10  0.645E-09
CK  11 7  0.175E-10
DGD 11 7 STB4NK60Z_DGD
DBS 12 6 STB4NK60Z_DBS
DBD  9 7 STB4NK60Z_DBD
MOS  13 5 9 9 STB4NK60Z_MOS  L=1u W=1u
E1  10 5 101 0 1
E2  11 5 102 0 1
E3  8 13 POLY(2) 6 8 6 12 0 0 0 0  0.438E-01
G1  0 100 7 5 1u
D1  100 101  STB4NK60Z_DID
D2  102 100  STB4NK60Z_DID
R1  101 0  1MEG
R2  102 0  1MEG
.ENDS M4NK60

.MODEL STB4NK60Z_MOS  NMOS ( LEVEL=3  VTO=3 PHI=0.943  IS=0.1P JS=0  THETA=0.171E-02  KP=4.002)
.MODEL STB4NK60Z_MOS NMOS ( LEVEL=3  VTO=4.655 PHI=0.943  IS=0.1P JS=0  THETA=0.171E-02  KP=4.002)
.MODEL STB4NK60Z_DGD D ( IS=0.1P  CJO=0.184E-12 VJ=0.752 M= 0.321)
.MODEL STB4NK60Z_DBD D ( IS=0.1P CJO=0.101E-12 VJ= 0.758 M= 0.354 )
.MODEL STB4NK60Z_DBS D ( IS=0.1P BV= 620 N=1 TT= 0.384E-06 RS= 0.155E-01)
.MODEL STB4NK60Z_DID D ( IS=0.01P RS=0 BV=630 )

andy2000a

回复 7# gnehcb

flyback OLP 本來就有差異

要 primary side feedback 才能做到好的恆流, 所以 LED 都使用 PSR .

flyback 是CV 很準

PSR 則會發生 無載下因為 法抓對 CV 會出問題 ,一直無載電壓都會偏高得加 dummy load.

hspice sim 會有時 inductor spike 不收斂 ..真的很麻煩

gnehcb

回复 6# andy2000a
我的变压器是使用verilog-A模型的

// VerilogA for edaboard, transformer, veriloga

`include "constants.vams"
`include "disciplines.vams"

module transformer(pr1,pr2,sec1,sec2,th1,th2);
inout pr1,pr2,sec1,sec2,th1,th2;
electrical pr1,pr2,sec1,sec2,th1,th2;

parameter real n1 = 1.0 from [1:inf); //number of turns in primary winding
parameter real n2 = 3.0 from [1:inf); //number of turns in second winding
parameter real n3 = 3.0 from [1:inf); //number of turnes in third winding
parameter real L = 1n from (0:inf); //inductanse per one turn in H
parameter real k12 = 0.97 from [0:1]; //coupling between first and second, first and third windings

parameter real R1 = 1.0 from [0:inf); //resistance of primary winding in Ohm
parameter real R2 = 3.0 from [0:inf); //resistance of second winding in Ohm
parameter real R3 = 3.0 from [0:inf); //resistance of third winding in Ohm

real k13,F1,F2,F3;
analog begin
@(initial_step or initial_step("dc")) begin
k13 = k12;
end

F1 = L*(n1*I(pr1,pr2)-k12*n2*I(sec1,sec2)-k13*n3*I(th1,th2)); //magnetic flow through primary winding
F2 = L*(n2*I(sec1,sec2)-k12*n1*I(pr1,pr2)+n3*I(th1,th2)); //magnetic flow through secondary winding
F3 = L*(n3*I(th1,th2)-k13*n1*I(pr1,pr2)+n2*I(sec1,sec2)); //magnetic flow through secondary winding

V(pr1,pr2)<+R1*I(pr1,pr2)+n1*ddt(F1);
V(sec1,sec2)<+R2*I(sec1,sec2)+n2*ddt(F2);
V(th1,th2)<+R3*I(th1,th2)+n3*ddt(F3);

end

endmodule

以上代码感谢peterlin2010