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[原创] 2 偏置电路基础

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发表于 2021-8-4 21:40:56 | 显示全部楼层 |阅读模式

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本帖最后由 jokerxb 于 2021-8-8 20:26 编辑

上次更新:模拟IC概述和基本的元器件
本次更新:电压电流偏置电路基础(静态电路之一)静态电路有偏置和基准,偏置是基准的基础


1 概述
    有源器件(BJT、MOS、CMOS)的正常导通工作时都是需要一定的开启电压,从狭义上看,为有源器件提供开启电压或电流就是
偏置电路;从广义上看,偏置电路就是为模拟IC提供静态工作点的,就是为整个电路提供电压、电流偏置,所以偏置电路的影响是全
局性的,决定了偏置电路在模拟IC中的基础地位。


2 基本方法
    偏置电路的目的是为电路提供理想的恒流源或恒压源,一般要求减小对工艺和稳定的敏感性,也就是PVT无关性(偏置电路一般是PV无关性,基准加了补偿才能减小与温度的无关性)

    恒流源导纳gd=0,阻抗ro无穷大,即Vds无论怎么变化,Ids不变
    恒压源导纳gd=无穷大,阻抗ro=0,即Ids无论怎么变化,Vds不变
两者可以相互转化:
image.png


3 偏置电路设计的三个核心问题
a.静态工作点的缺点:至少静态电流应与Vdd无关
b.支路电路的电源抑制比:这是交流阻抗分压的交流小信号问题,使用cascode调解控制,降低电源噪声对偏置电路的影响。
c.最后就是各支路电路的线性匹配match问题


4 对于MOS管的串联、并联
MOS管并联W增加 W/L=(W1+W2+......+Wn)/L
MOS管串联L增加 W/L=W/(L1+L2+......+Ln)
对于一串联M1、M2
image.png
串联W/L减小,又M1必在饱和区,可以证明M2必在线性区,可以做导通电阻


6 偏置电路结构
R+R type
image.png
image.png
很明显 Vb与Vcc有关,换成R+MOS结构:
image.png
image.png wom
计算Vb,上式明显与Vcc是非线性关系,降低了非线性,但是还是与Vcc相关,还是不行继续换,我们需要R无穷大,不论Vcc怎么变化增加的电压都在R上面
R要为无穷大肯定是电流源,变化如下:
image.png
M1~M4首位相接,从M1到M4 完成了V-I-V-I的转变,发现每一条支路都有一个电流源和电压源,简单的说,把上图沿中间画一条对称轴,图片是中心对称的。
但是这个电路还是错误的,为什么呢?
因为M1和M2、M3和M4宽长比不同时电流只有0解,M1和M2、M3和M4宽长比相等时有无数个解,即没有确定的电流解
image.png
为了让整个电路有电流解,我们把最下面的线性电流镜改为非线性电流镜,在M3下面加一个电阻就行,这样就有解了
image.png     image.png
应该注意的是:把电阻放在左边下面是错误的
image.png
这种情况下一开始启动时电流是起不来的,一般要先正反馈起来后在趋于稳定才能有解。


image.png /R   偏置结构
1
image.png image.png


2
image.png


3
image.png image.png
说一下为什么只能用PNP管子且集电极C必须接地,CMOS工艺中P为sub,N-wel中做PMOS,这样就能形成一个PNP的纵向寄生晶体管,由于P—SUB必须接零电位,
所以PNP的C必须接0电位。
简单说明一下上面的电路:M1,M2为电流源,导致M3、M4的Vgs相等,栅极一样所以M3、M4的S电位相等,M3、M4的S级相当于虚短,所以R上面的压降为VBE的两个差值。




image.png /R 偏置结构
1
image.png


2
image.png
明显第一种结构更好,因为第二种M2下面接了个电阻,会引起背栅效应,


VBE/R type
image.png image.png
很容易理解,就是去掉了一个对称的PNP管子


VGS/R type
image.png
上面所说的偏置都是利用虚短来实现的,可以不使用虚短,我们直接把M1的栅和M2的源连在一起,强制R2上的压降为VGS,
需要注意一下电流源正确的连接方式:
M3交流时相当于短接的,上面也说了,要注意中心对称,第二种才是正确的连接方式
image.png


改进结构:
在dV2和M3之间加一个电阻,目的是把M3的D端电压往下压一压,保持M3处于饱和区工作就行,同时也能提高电路的匹配性
这个电阻我们使用mos管来代替,也就是M5
image.png


同理,M3的右边是不是也可以加一个,加上去
image.png
这个结构就是常见的Wilson电路,
cascode(意思就是电路一层一层往上叠)结构可以提高输出阻抗
附:(一些教科书电阻在左边,但是根据上面的分析,电路启动要有解的话电阻应该在右边)


证明:cascode结果能够提高输出电阻
来个最简单的结构
image.png
当M2电压扰动时,VG对电流也有控制作用,交流等效为:
image.png
列等式:交流输出电阻明显增加gm2*ro2*R倍,代价是增益Gm的减小
image.png
image.png
再加一个叠三层
image.png
阻抗增大了很多,但是又出现了问题,为了让所以MOS管都处于饱和区工作,由于搭了三层,需要的过驱动电压太大了,对于一些1.8V,3.3V的工艺都很难实现,而且输出摆幅大大降低,进行改进,把M3移到左边去,相当于一个放大器
image.png
简单的说,gm2等效成了(1+A)*gm2,这样输出阻抗和上面三层一样,但是过驱动电压明显减小,只需要保证M2工作在饱和区就行。

7.电流镜

image.png
我们发现虽然M1,M2的VGS相同,但是电流还与VDS有关(沟道调制效应),要是VDS不一样可能出现失配情况。
image.png
根据电流的表达式,要让电流镜匹配,有两种情况,
1 把 λ1= λ2 做的无穷大
2 做 λ1= λ2  Vo=VDS1
(做入1=入2很简单 λ为沟道调制系数,只要保持两个MOS的L相同,λ就相等了)


所以现在我们保持两个MOS的L相同,为了使VDS相同,我们使用cascode结构,同时还能增加输出阻抗
image.png image.png
我们看到M4,M2的Vgs相等,又栅电压相等,所以V2=V3,j就是之前说的虚短了,这样两个管子的过驱动电压也相等了,可以使电流匹配
但是出现了一个问题:电路的过驱动电压是VGS+一个过驱动电压,就是两个过驱动电压+VTH,
一般情况下两个管子就是两个过驱动电压,这里明显多了一个VTH,我们知道一个VTH差不多就是0.7V,输出幅度大大降低,这对于一些1.8V工艺的电路几乎是不能容忍的,
所以需要改进,下面是宽摆幅的cascode恒流源:
image.png
低摆幅的根本原因就是M3栅极电位和漏极电位相等,M3的驱动电压VDS必=VGS,所以M3的栅不能直接连它的漏极,那就只能连接M4的漏极了,
若M3的栅极和M4的栅极连在一起,那么M3必为线性区(上面已证,就是串联MOS那里)
所以M4的栅极需要额外提供偏置电压,这时我们再加一条支路(M5),为M4提供电压,
I=1/2k(vgs-vth)^2,M5=M3、M4两个过驱动电压之和=两倍过驱动电压,根据公式,M5的宽长比要减小4倍,即为W/4L
这样输出摆幅就增加了,只需要两个过驱动电压就能让两层管子处于饱和区工作。


上面解决的办法本质上就是要让M3,M4的栅电位不一样,又压差,是不是很眼熟,上面的VGS/R电路提到过,
所以另一种办法如下:
image.png image.png
但是电阻的扰动太大了,我们还是需要改进,串联的MOS管第二个MOS必处于线性区,也就是一个线性电阻,OK,我们加上去
image.png image.png
很明显,要使电流相等,M5为W/3L,M6为W/L

8 启动电路

启动电路的三个要求:
a.能向偏置电路注入电流,实现启动功能
b.偏置电路启动后启动电路必须断开
c.电路启动后,要求启动电流无功耗
具体原理我就不说了,下面给出几种常见的启动电路
image.png
image.png
image.png
image.png


行吧,这章就这样了,很口语化的语言,其实基本也就是一些简单的原理
最近发生了一些事,转行了,哎
以后的更新都是用爱发电了
更新应该会坚持下去
下一次跟更新是BGR的原理+实战做一个清华大学李福乐教授的一个经典的BGR,我会设计出电路图和版图,应该会在一周之内更新。



image.png
image.png
image.png
image.png
image.png
image.png
 楼主| 发表于 2021-8-4 21:45:32 | 显示全部楼层
目前还是写帖子的新手,为啥全部打完后发表出来下面还有4、5张已经使用过的图片
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发表于 2021-8-4 22:52:12 | 显示全部楼层
楼主辛苦学习了
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发表于 2021-8-5 01:46:46 | 显示全部楼层
干货,谢谢整理
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发表于 2021-8-5 08:17:55 | 显示全部楼层
感谢楼主整理
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发表于 2021-8-5 10:17:57 | 显示全部楼层
好帖!等我推一推。
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发表于 2021-8-5 11:22:28 | 显示全部楼层
学习学习
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发表于 2021-8-5 11:29:36 | 显示全部楼层
谢谢楼主
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发表于 2021-8-9 10:38:20 | 显示全部楼层
不错,满满干货
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发表于 2021-8-9 11:55:37 | 显示全部楼层
这整理的。。。佩服!
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